Améliorer la pureté spectrale des amplificateurs de puissance RF

Par Jean-Luc Levant (F4GSC) et Privel Bretaudeau (F4GET)

Figure 1 : Filtre passe-bas associé à un amplificateur de puissance RF pour supprimer les harmoniques indésirables.

Les amplificateurs RF, qu'ils délivrent quelques watts ou plusieurs dizaines de watts, ainsi que les émetteurs/récepteurs couvrant les bandes radioamateurs, sont aujourd’hui accessibles à des coûts raisonnables. Cependant, ce rapport qualité-prix attractif s’accompagne souvent d’un filtrage médiocre de l’étage de puissance, entraînant l’émission d’harmoniques non désirées. Ces rayonnements, qualifiés de « non essentiels » par les régulateurs, peuvent perturber d’autres services et doivent impérativement respecter des niveaux maximaux définis par les recommandations de l’ ARCEP (Autorité de Régulation des Communications Électroniques et des Postes).

Cet article propose une méthodologie complète et accessible pour :

• Mesurer la pureté spectrale des émissions d’un amplificateur RF,
• Concevoir un filtre adapté pour supprimer les harmoniques indésirables,
• Valider expérimentalement le respect des normes en vigueur.

L’objectif est de permettre à tous les radioamateurs, même non experts en électronique, de réaliser un dispositif efficace pour améliorer la qualité de leurs émissions, tout en se conformant aux exigences réglementaires.

Méthodologie

Pour améliorer efficacement la pureté spectrale d’un amplificateur de puissance RF, nous proposons une démarche structurée en six étapes clés. Cette méthodologie permet de garantir un filtrage optimal tout en respectant les contraintes techniques et réglementaires.

Cette approche progressive permet de minimiser les erreurs et d’obtenir un résultat conforme aux exigences réglementaires. Chaque étape fait l’objet d’une validation avant de passer à la suivante, garantissant ainsi la qualité finale du système.

Description de l'amplificateur à tester

Pour illustrer notre méthodologie de filtrage, nous avons sélectionné un amplificateur large bande particulièrement adapté aux expérimentations radioamateurs. Ce modèle, disponible à moindre coût sur de nombreux sites marchands, présente des caractéristiques techniques idéales pour notre étude :

Figure 2 : Amplificateur de puissance fournissant jusqu'à 2 watts (+33 dBm)

Ses principales caractéristiques techniques sont les suivantes :

• Gamme de fréquences : 1 à 900 MHz (couvrant les bandes VHF/UHF et au-delà),
• Alimentation :
  • - Tension principale : +12 V,
  • - Alimentation des transistors : +5 V (généré par un régulateur intégré).
• Puissance de sortie : 2 watts (+33 dBm),
• Gain en puissance : +44 dB,
• Puissance maximale d'entrée : -11 dBm,
• Prix : < 8 € (particulièrement économique pour des tests et prototypes).

Ce modèle constitue un excellent compromis pour notre étude car il permet de :

• Travailler sur une large plage de fréquences (incluant les bandes amateurs),
• Obtenir une puissance suffisante (+33 dBm) pour des mesures significatives,
• Bénéficier d'un coût réduit pour des expérimentations sans risque financier.

Son architecture simple et son alimentation stabilisée (+5V généré en interne) en font également un candidat idéal pour des modifications et des tests de filtrage.

Limites des rayonnements non essentiels selon les recommandations de l'ARCEP

Lorsqu'un amplificateur de puissance est utilisé à sa puissance maximale (2 watts dans notre cas), son étage de sortie entre en zone de saturation. Ce phénomène génère des harmoniques d'ordre 2, 3, 4... qui sont considérés comme des rayonnements non essentiels par l'Autorité de Régulation des Communications Électroniques et des Postes (ARCEP).

Le niveau de ces émissions parasites est strictement encadré par la décision ARCEP 12-1241, qui impose aux stations émettrices de respecter le règlement des radiocommunications. Deux recommandations sont proposées dans les documents de référence : Recommandations UIT-R SM.329-8 et Radio REF - Juin 2013. C'est la recommandation la moins contraignante qui s'applique :

Dans notre cas d'étude (amplificateur de 2 watts), c'est la Recommandation N°2 qui s'applique car elle est moins contraignante. Elle impose un affaiblissement minimal de :

Limites des rayonnements essentiels appliqué à notre amplificateur

Dans notre cas, la fréquence de travail est de 145 MHz et la puissance maximale recommandée dans la bande des deux mètres par le règlement des radiocommunications est de 120 watts.

Recommandation N°1

L'affaiblissement des rayonnements non essentiels au-dessus de 30 MHz est de -70 dBc.

Recommandation N°2

La puissance de notre amplificateur est de 2 watts soit en dBW :

Pour cette puissance, l'atténuation des émissions non essentielles doit donc être de :

C'est cette dernière valeur qui est moins contraignante et qui est appliquée à notre amplificateur.

Configuration de mesure et précautions

La configuration pour mesurer le spectre à la sortie de l'amplificateur est illustrée sur la figure ci-dessous. La mesure de la pureté spectrale est réalisée avec l'analyseur de spectre TinySA Ultra (le TinySA est aussi possible). La puissance maximale admissible à son entrée est de +6 dBm.

Figure 3 : Configuration de mesure.

L'amplificateur peut délivrer jusqu'à +33 dBm. Il est donc nécessaire d'insérer un atténuateur entre la sortie de l'amplificateur et l'entrée de l'analyseur et il devra supporter au minimum deux watts :

J'en dispose un de 40 dB (5 watts) et après vérification de celui-ci, son atténuation est de 41 dB.

Mesure de la pureté spectrale de l'amplificateur

Sur la figure ci-dessous on peut observer le spectre à la sortie de l'amplificateur lorsque l'amplificateur est poussé à son maximum (2 watts soit +33 dBm).

Figure 4 : Spectre de l'émission à la sortie de l'amplificateur.

L'affaiblissement des deux harmoniques ne respecte pas la recommandation qui doit être de -46 dBc par rapport à sa fréquence fondamentale de 145 MHz :

• Harmonique 2 (290 MHz) : Elle dépasse de +22 dBm la limite,
• Harmonique 3 (435 MHz) : Elle dépasse de +28 dBm la limite.

Le filtre devra donc affaiblir ces deux harmoniques et les ramener en dessous de la limite recommandée (-13 dBm).

Choix du filtre

Le filtre de Chebyshev est couramment utilisé notamment pour sa vitesse d'atténuation au-delà de la fréquence de coupure et pour sa faible ondulation dans sa bande passante.

Ce filtre doit avoir les caractéristiques suivantes :

• Fréquence de coupure : FC = 150 MHz,
• Affaiblissement :
  • > 40 dB à 290 MHz
  • > 46 dB à 435 MHz
• ROS : < 1.1 dans la bande passante 144-146 MHz.

Ondulation dans la bande du filtre

L'ondulation est une donnée nécessaire pour concevoir le filtre. Elle peut être obtenue à partir du coefficient de réflexion Γ (gamma).

1. Conversion du ROS en coefficient de réflexion :

2. Relation entre l'ondulation et le coefficient de réflexion :

L'ondulation dans la bande passante d'un filtre de Chebyshev est liée au coefficient de réflexion par la relation suivante :

Pour obtenir un ROS inférieur à 1.1, l'ondulation dans la bande passante du filtre doit donc être inférieure à 0.01 dB.

Ordre du filtre

L'affaiblissement demandé est lié à l'ordre du filtre (nombre d'éléments). Il pourrait être déterminé par itération à partir de l'outil LC Designer Tool⁽³⁾. Cependant, nous allons une nouvelle fois utiliser une approche analytique pour déterminer cet ordre.

Pour notre filtre Chebyshev passe-bas avec une fréquence de coupure de 150 MHz, les spécifications sont les suivantes :

• Atténuation de 40 dB à 290 MHz (soit 22 dB au-dessus de la fréquence de coupure)
• Atténuation de 46 dB à 435 MHz (soit 28 dB au-dessus de la fréquence de coupure)
• Taux d'ondulation dans la bande passante : 0.01 dB

Pour déterminer l'ordre du filtre, nous devons vérifier quelle est la contrainte la plus stricte entre les deux fréquences (290 MHz et 435 MHz). L'analyse montre que :

Un filtre Chebyshev d'ordre 5 satisfait donc toutes les spécifications requises pour notre application.

Conception et vérification du filtre

L'outil LC Designer Tool est utilisé pour dimensionner les éléments du filtre. Sur la figure ci-dessous à gauche, les caractéristiques du filtre sont entrées. À droite, le schéma avec les valeurs des éléments est généré par l'outil.

Figure 5 : Réalisation du filtre passe-bas d'ordre 5 avec une inductance en série en tête.

L'outil affiche le gain en fonction de la fréquence (courbe noire). D'autres affichages sont possibles tels que la perte d'entrée, qui est l'inverse du coefficient de réflexion exprimé en dB.

Figure 6 : Le filtre d'ordre 5 permet d'atteindre -42 dB à 435 MHz et -22 dB à 290 MHz.

Une autre solution de réalisation

Une autre solution consiste à utiliser comme premier élément une capacité connectée entre l'entrée du filtre et la masse. Cette solution permet de simplifier la réalisation du filtre car elle ne met en œuvre que deux inductances.

Figure 7 : Filtre avec capacité à la masse en tête.

Cette configuration alternative présente des performances similaires à la solution précédente :

Figure 8 : Cette structure de filtre permet d'atteindre -42 dB à 435 MHz et -22 dB à 290 MHz.

Pré-Vérification par la simulation

Le simulateur RF QUCS Studio⁽⁵⁾ est maintenant utilisé pour vérifier la conception de ce filtre passe-bas. Cet outil, disponible gratuitement et régulièrement maintenu, permet une vérification de premier niveau en prenant en compte les modèles idéaux des éléments. Nous verrons par la suite comment obtenir, par la mesure, des modèles plus précis et comment améliorer encore les performances du filtre.

Les résultats de la simulation, montrés ci-dessous, corrèlent avec les choix de la conception :

Figure 9 : Résultats de la simulation du filtre passe-bas qui corrèle avec la conception.

Réalisation

Dimensionnement des inductances

Les inductances peuvent être réalisées en utilisant un outil de dimensionnement disponible sur hamwaves.com⁽⁶⁾.

Figure 10 : Dimensionnement des inductances L1 et L2.

Les dimensions de L1 et L2 sont :

• d : Le diamètre du fil est de 1 mm,
• l : La longueur est de 8,5 mm,
• d_int : Le diamètre intérieur est de 6 mm,
• D : Le diamètre extérieur est de d_int + d/2 = 7 mm.

Dans ces conditions, L1 et L2 comportent 4 spires réparties sur la longueur de 8,5 mm. L'outil extrait la résistance série Rs et la capacité inter-spires Cp. Ces deux éléments sont ajoutés au schéma du filtre précédent et une nouvelle simulation est réalisée.

Figure 11 : Mise à jour du schéma électrique avec prise en compte des éléments parasites (Rs et Cp) des inductances L1 et L2.

Il y a un impact limité sur la perte d'insertion qui reste très faible. L'ajout de Rs et de Cp améliore les performances du filtre :

• À 290 MHz, l'atténuation est de -30,8 dB au lieu de -22,4 dB,
• À 435 MHz, l'atténuation est de -68,5 dB au lieu de -42 dB.

Mesure de l'inductance avec un nanoVNA

Le nanoVNA est calibré en intégrant le câble de mesure. Après cette opération, le plan de mesure se situe au niveau du connecteur du câble. Un petit dispositif constitué d'un connecteur SMA et d'un morceau de PCB est utilisé pour mesurer l'inductance. Le montage ajoute à la mesure une inductance parasite (non souhaitée) de 0,976 nH. Cette valeur faible valide la qualité du montage de mesure.

Figure 12 : Mesure de qualité de la configuration de mesure.

Réalisation de L1 et L2

L'inductance est réalisée conformément aux dimensions calculées précédemment. La figure ci-dessous montre l'inductance installée sur le montage de mesure. L'application nanovna-Saver⁽⁷⁾ affiche directement, pour chacun des trois marqueurs, la valeur de l'inductance. Le choix de cet affichage se fait directement dans l'onglet "Display Setup".

Figure 13 : 4 spires, diamètre intérieur 6 mm, longueur 8,5 mm, fil diamètre 1 mm.

La valeur de l'inductance mesurée corrèle avec celle trouvée par l'outil de calcul.

Réalisation du filtre

Le filtre passe‑bas est réalisé sur une plaque de cuivre servant à la fois de support mécanique et de plan de masse. Les différentes connexions entre les composants sont effectuées à l’aide de petites languettes de cuivre de 3 mm de largeur, correspondant à une impédance caractéristique d’environ 50 Ω.

Ces languettes sont découpées dans de l’époxy cuivrée de 1,6 mm d’épaisseur, puis collées directement sur la plaque de cuivre. Cette méthode de construction garantit une excellente tenue mécanique, une faible inductance parasite et une très bonne reproductibilité des performances du filtre.

Cette technique de réalisation, simple et efficace, permet également d’obtenir un montage compact, robuste et parfaitement adapté aux fréquences VHF.

Mesure du filtre

Le filtre est monté sur un morceau de PCB comportant un plan de masse cuivré, comme illustré ci‑dessous. Les deux ports du nanoVNA sont connectés directement aux entrées et sorties du filtre afin de mesurer sa réponse fréquentielle.

L’application nanoVNA‑Saver doit être configurée pour afficher le paramètre S21, qui représente la transmission du filtre. Cette mesure permet de visualiser simultanément le ROS et la réponse en fréquence du filtre passe‑bas.

Figure 14 : ROS à gauche — Réponse en fréquence à droite.

Analyse de la différence entre la simulation et la mesure

La mesure du filtre réalisé montre une différence notable par rapport à la simulation, en particulier autour de 310 MHz. À cette fréquence, un creux marqué apparaît dans la courbe de transmission, ce qui n’était pas prévu par le modèle théorique.

Ce comportement inattendu provient très probablement du condensateur C2. En effet, à cette fréquence, son impédance chute fortement et il peut se comporter comme un court‑circuit. Dans ces conditions, C2 forme avec les éléments environnants un circuit résonnant série, ce qui provoque une atténuation brutale du signal.

Ce phénomène est typique des composants réels utilisés en VHF/UHF : leur comportement n’est plus purement capacitif ou inductif, mais influencé par leurs éléments parasites (ESL, ESR, inductances de connexion). La simulation, basée sur des modèles idéalisés, ne reflète donc pas parfaitement la réalité du montage.

Cette observation rappelle l’importance de tenir compte des effets parasites des composants et de la géométrie du montage, en particulier lorsque l’on travaille au‑delà de 100 MHz.

Modélisation des condensateurs C1, C2 et C3

Nous utilisons le nanoVNA et la plaquette de mesure pour extraire un modèle plus complet des condensateurs C1, C2 et C3. L’impédance de chaque condensateur est affichée sur l’abaque de Smith : la partie basse correspond au domaine capacitif, la partie haute au domaine inductif, et l’axe horizontal représente la composante résistive.

La figure ci‑dessous montre le résultat de la mesure ainsi que le modèle complet du condensateur, intégrant en plus de la capacité une inductance série et une résistance série.

Figure 15 : Modèle R, L et C du condensateur C2.

La figure ci‑dessus montre que, loin de la fréquence de résonance Fr (334 MHz), la valeur du condensateur est de 35 pF et non pas 33 pF. La fréquence Fr apparaît à 334 MHz et l’impédance est équivalente à une résistance série de 0,22 Ω.

L’inductance série est extraite directement par la formule de Thomson :

L = 1 / ((6,28 × F)² × C) L = 1 / ((6,28 × 334 MHz)² × 35 pF) = 6,5 nH

Nous procédons de la même manière pour les capacités C1 et C3. La figure ci‑dessous montre que, loin de la fréquence de résonance Fr (200 MHz), la valeur du condensateur est de 18 pF et non pas 16 pF.

Figure 16 : Modèle R, L et C des condensateurs C1 et C3.

La fréquence Fr apparaît à 526 MHz et l’impédance est équivalente à une résistance série de 0,22 Ω. L’inductance série est extraite par la même formule :

L = 1 / ((6,28 × F)² × C) L = 1 / ((6,28 × 526 MHz)² × 18 pF) = 5,1 nH

Mise à jour du schéma et de la simulation

Le schéma du filtre a été mis à jour en intégrant les modèles complets des condensateurs, comprenant leur résistance série (ESR) et leur inductance série (ESL). Cette mise à jour permet d’obtenir une simulation beaucoup plus fidèle au comportement réel du filtre mesuré précédemment.

La figure ci‑dessous montre la nouvelle simulation prenant en compte les modèles R, L et C des condensateurs. La courbe obtenue corrèle désormais très bien avec la fonction de transfert mesurée au nanoVNA, en particulier autour des zones de résonance où les écarts étaient les plus marqués.

Figure 17 : Prise en compte des modèles R, L et C des condensateurs.

Cette étape valide l’importance d’utiliser des modèles réalistes pour les composants passifs lorsque l’on travaille en VHF ou au‑delà. Les effets parasites deviennent prépondérants et influencent fortement la réponse du filtre, ce que la simulation doit impérativement refléter.

Optimisation de la perte d’insertion et du ROS

Nous examinons maintenant l’intérêt de remplacer les condensateurs fixes par des condensateurs ajustables, afin d’optimiser à la fois la perte d’insertion et le ROS. Les valeurs réelles des capacités diffèrent légèrement des valeurs nominales, ce qui peut dégrader la réponse du filtre.

La figure ci‑dessous montre que l’ajustement des capacités C1, C2 et C3 permet de réduire la perte d’insertion à moins de −0,22 dB et d’obtenir un ROS inférieur à 1,05. Les trois condensateurs seront donc remplacés par des ajustables :

• 3–35 pF pour C1 et C3,
• 10–40 pF pour C2.

Le logiciel Qucs fournit un outil d’optimisation permettant de sélectionner les composants à régler. En ajustant les curseurs associés à C1, C2 et C3, la courbe de réponse s’actualise en temps réel sur le graphe ce qui facilite la recherche du point de fonctionnement optimal.

Lien vers Qucs : https://qucs.sourceforge.net/

Figure 18 : Réglage des condensateurs C1, C2 et C3 — optimisation du ROS et de la perte d’insertion.

Mesure avec le nanoVNA

La figure ci‑dessous montre la mesure des courbes de perte d’insertion et de ROS une fois les condensateurs ajustés. Le ROS obtenu est très proche de 1 dans la bande 144–146 MHz, ce qui traduit une excellente adaptation d’impédance.

La perte d’insertion mesurée est de −0,245 dB, ce qui est particulièrement faible pour un filtre passe‑bas VHF. La résonance du condensateur C2 permet d’obtenir une atténuation supérieure à 70 dB sur les harmoniques, et encore 60 dB à 435 MHz.

Figure 19 : Mesure de la perte d’insertion et du ROS une fois C1, C2 et C3 réglés.

Mesure du filtrage

Le filtre passe‑bas est connecté à la sortie de l’amplificateur de puissance. La mesure est réalisée en reliant le TinySA Ultra et un atténuateur à la sortie du filtre afin d’observer l’atténuation des harmoniques et la perte d’insertion en conditions réelles.

Figure 20 : Le filtre passe‑bas est connecté à la sortie de l’amplificateur de puissance.

Le filtrage des deux harmoniques est bien en dessous de la limite réglementaire de −13 dBm. L’harmonique à 435 MHz présente une atténuation de 10,969 dB, tandis que l’harmonique autour de 290 MHz est noyée dans le plancher de bruit du TinySA.

La perte d’insertion mesurée est légèrement plus élevée que prévue, mais reste inférieure à 0,8 dB, ce qui demeure très satisfaisant pour un filtre VHF compact.

Figure 21 : La perte d’insertion est de 0,719 dB.

Conclusions et perspectives

Cet article montre qu’avec l’utilisation d’outils logiciels modernes, d’un analyseur de spectre et du nanoVNA, il est possible de concevoir un filtrage efficace pour les amplificateurs de puissance. La démarche présentée permet d’aborder de manière progressive la modélisation, la simulation et la mesure des composants réels, tout en mettant en évidence l’importance des effets parasites en VHF.

L’objectif était de proposer une méthode accessible à tous les OMs, même à ceux qui ne se considèrent pas comme experts en électronique. Si cette approche permet à certains de franchir le pas de la réalisation d’un filtre performant, alors l’intention initiale est pleinement atteinte.

Ce travail ouvre également la voie à plusieurs pistes d’amélioration : choix de composants à plus faible ESR, optimisation mécanique, intégration dans un ensemble plus large ou encore adaptation à d’autres bandes de fréquences.

Remerciements

L’équipe de rédaction du CQ44 remercie chaleureusement F4GSC pour la qualité, la clarté et la rigueur de ses articles. Ses contributions enrichissent significativement le contenu technique du bulletin et constituent une source d’inspiration pour l’ensemble de la communauté radioamateur.